miércoles, 31 de marzo de 2010

El Arin de LU7HZ (Parte 7)

Siguiendo la tendencia comentada en entradas anteriores es posible potenciar un diseño tan simple mediante el uso de un programa para SDR tal como el M0KGK. Probando en el aire la copia de señales moderadas (superiores a S6/7) es adecuada en condiciones normales de la banda; el uso de filtros, noise blanker y control de ganancia (AGC) resultan adecuados y agregan prestaciones que exceden largamente la simplicidad del receptor. El receptor sintoniza señales +/- 25 KHz de la frecuencia del oscilador (7030 KHz) aunque el efecto de (falta de rechazo de) frecuencia imagen hace dificil saber si la señal proviene de uno u otro lado del oscilador local. En transmisión es necesario desplazar ligeramente la frecuencia, lo que se logra mediante el mecanismo de RIT; de no hacerlo emitiriamos sobre la frecuencia donde el proceso de demodulación basado en SDR presenta un máximo de ruido (debido a no manejar componente de continua de la señal). Un desplazamiento de 500 a 800 Hz es más que adecuado para evitar este problema.
En transmisión se obtienen reportes de RST 55/56 en un ámbito de algunos kilómetros a la redonda utilizando buenas antenas en ambos extremos dando una señal legible aún en condiciones de mucho ruido de banda. Comparando a igualdad de receptor y antena emisora la señal con la producida por un diseño Pixie el nivel de diferencia está en el orden de una unidad S (lo que concuerda bien con lo que es esperable dado que este equipo tiene una potencia de aprox. 500 mW).
Si bien en transmisión la banda utilizable está en los alrededores de lo que permita el oscilador a cristal (puede experimentarse con un diseño basado en VXO para tener una flexibilidad de algunos KHz) en recepción se cubre con este diseño un segmento importante de la banda (7005 a 7055 KHz). Notese que en la frecuencia del oscilador local (zero beat) la respuesta tiene un máximo pronunciado de ruido, este es producido por la imposibilidad de la placa de sonido de manejar bajas frecuencias. Se monitorean en buena forma emisiones en CW, PSK31, RTTY y SSB. Un segmento de audio mostrando la copia de la señal de CW mostrada en la figura puede obtenerse aqui (atención!! el archivo es de varios MBytes....). Puede observarse la gran claridad de la señal y la ausencia de interferencias de las señales adyacentes, clara diferencia de utilizar un transceptor SDR y su peculiar potencia de procesamiento de las señales.

martes, 30 de marzo de 2010

El Arin de LU7HZ (Parte 6)

Para la construcción se pueden utilizar varias técnicas, las que incluyen el realizar un trazado de circuito impreso apropiado. Sin embargo para pequeños proyectos es dificil batir la técnica denominada Manhattan.
Sobre una placa pequeña de impreso virgen, del lado del cobre, se pegan pequeñas “islitas”. Estas se pueden producir de muchas formas pero la que prefiero fue sugerida por Ricardo (LU9DA) y consiste en tomar una placa de impreso y pasarla muy brevemente por una llama (solo lo suficiente para entibiarla). Este efecto la ablanda lo suficiente como para luego con una perforadora de papel poder realizar tantas “islitas” como querramos (mientras la placa no se enfríe). Para el circuito integrado tomo un impreso universal y con una sierra fina separo lo necesario para un integrado de 8 patas.
Los distintos componentes se van soldando entre las islas en pasos intermedios para verificar.
Los voltajes y consumos obtenidos son facilmente verificables y se corresponden con los estimados anteriormente. Alimentado desde una batería de 9V nominales (entregando en el estado de carga a la medición 8.33V) la corriente de colector del oscilador/mezclador en recepción es de 0.8mA mientras que el consumo del amplificador es de 4mA; este consumo permite operar el equipo en recepción por aprox. 30 Hrs. desde una batería de NiCad recargable y más de 100 Hrs. desde una alcalina. Esta cuenta es en realidad mentirosa hasta cierto punto pues el amplificador de audio está en reposo durante la medición, con una señal tal que el amplificador opere a media potencia (o ruido intenso) la batería operará adecuadamente por un par de horas en su versión recargable y media docena de horas en su versión alcalina. Esto no es necesariamente malo, si este equipo será utilizado junto con una laptop (SDR) esa será aproximadamente la autonomía que tendrán las baterias de ésta. En transmisión el consumo de colector es de 40 mA mientras que el amplificador de audio continúa consumiendo aprox 4 mA; aún asi con ciclos normales de recepción/transmisión el transceptor puede operar varias horas tanto desde una batería recargable como de una alcalina. La potencia de salida medida en transmisión es de aprox. 70 mW. Observando las señales en el colector del transistor y en la conexión de antena se puede ver que mientras la primera está visiblemente distorsionada la segunda es razonablemente sinusoidal y limpia, el tono al manipular no tiene clicks ni otras espureas perceptibles.

lunes, 29 de marzo de 2010

El Arin de LU7HZ (Parte 5)

En un diseño de receptor de conversión directa la mayor parte de la amplificación del receptor se produce sobre la señal de audio, esto presenta el desafío de lograr al mismo tiempo un diseño de mucha ganancia y estable.
En general en los diseños QRPp se tiende a diseñar la cadena de audio de tal forma que tengan una respuesta de frecuencias reducida, esto definirá por su parte en gran medida la selectividad del receptor aunque contribuye prácticamente nada a las caracteristicas de respuesta a la intermodulación en caso de señales fuertes.
En este caso optaré por un diseño basado en el integrado LM386 el cual permite seleccionar con mayor libertad las condiciones de ganancia y respuesta en frecuencia. Los capacitores de desacople se toman de 10 μF.
Iré, además, en dirección contraria al resto de los diseños pues trataré que el ancho de banda sea tan grande como sea posible; mi intención es aumentar la performance de recepción mediante técnicas de SDR con lo que logro dos objetivos. Por un lado agregar funciones vastamente mas potentes en términos de filtrado, noise blanker y ganancia automática que los que podría implementar en forma sencilla en el circuito, al mismo tiempo que aprovechando la ganancia adicional de la placa de sonido para reducir los requerimientos de ganancia de la etapa de audio. La supuesta desventaja en que el receptor sea "ancho" en realidad se transforma en ventaja toda vez que podré sintonizar un segmento de banda de apróx 25 KHz a cada lado de la frecuencia del oscilador local con la selectividad propia del filtrado dado por el receptor SDR; las ventajas de esto son limitadas pues el transmisor seguirá estando en la frecuencia del oscilador local con algún pequeño desvio logrado por el RIT "tironeando" el cristal.
De la hoja de especificación del integrado seleccionado surje que para aumentar la ganancia hay que colocar un bypass para la señal entre los pines 1 y 8, lo que se logra con un condensador electrolítico de 10μF entre esos terminales. Esto, siempre desde la misma fuente, permite tener un ancho de banda de casi 30 KHz lo que es exactamente lo que me propongo. En esta filosofía de diseño de asumir el uso de un programa SDR (y la placa de sonido de una PC) es inutil tener más ancho de banda pues el filtro "antialiasing" a la entrada de la placa de sonido eliminará todas los componentes de frecuencia por encima de 25 KHz.
Al mismo tiempo el método usual de silenciar el amplificador en transmisión consiste en conectar a masa un diodo en el pin 6 llevando la alimentación a ~0.7V y por lo tanto debajo del umbral de funcionamiento del integrado (4V), el que entonces se “silencia”. Pero esto es fuente de problemas, para que al hacerlo el consumo sobre la resistencia de ~1KΏ drena innecesariamente energía. Una mejor solución es colocar el mismo diodo pero en el pin 7 el cual cuando es puesto a masa silencia en forma igualmente efectiva el amplificador.
No es necesario agregar un control de volumen puesto que bajo la hipotesis de utilizar un programa SDR podré controlar alli el nivel de la señal.
En estas condiciones de operación el amplificador con señal reducida de entrada consumirá ~4mA y la potencia de entrada de acuerdo a la hoja de especificaciones será ~X3 la de señal. O sea que para 300 mW de salida consumirá aprox. 100 mA a máxima señal.

sábado, 27 de marzo de 2010

El Arin de LU7HZ (Parte 4)

Un pequeño truco que los diseños ultralivianos utilizan usualmente en el intento de “reducir” la cantidad de componentes (factor de “mérito” en este tipo de diseños) es asumir que para tener un rendimiento razonable es necesario utilizar alguna forma de ATU (Automatic Tuner Unit), al hacerlo cuentan con cierto efecto de filtrado por lo que entregan la señal sin filtrar contando con que las espureas serán filtradas en el ATU. El circuito de adaptación atenuará también la señal en cierta medida reduciendo la potencia emitida. Como “picardía” para mantener la cuenta de partes baja esta muy bien, pero en la práctica de que sirve tener un diseño minimalista si estará luego “condenado” a utilizar un ATU para funcionar bien? Por eso agrego a este diseño un circuito en π que actue como filtro pasabajos filtrando la mayoria de las espureas a niveles razonables.
Utilizando el programa zmat08.exe (que es distribuido como parte del libro EMRFD) es posible diseñar distintas redes de acoplamiento; estas pueden ser utilizadas tanto para adaptar impedancias como por sus propiedades de transferencia; en este caso el diseño prevee que R1=R2=50Ώ con frecuencia de corte en la correspondiente a la operación del transceptor en 7 MHz. Esta red atenuará todos los productos de mezcla indeseados por encima la frecuencia de corte. Adoptando un Q=2 el resultado es L=0.9μH y C1=C2=905pF, los valores más cercanos serán C1=C2=820pF y L=1.1μH.
Es interesante utilizar el programa LTSpice (Versión Lite) para evaluar cual será la caracteristica de este circuito, planteando para los valores a implementar el resultado permite ver la función de transferencia en toda la gama de HF.
Tomando como resistencia de la fuente 10Ώ la pérdida de inserción está entre -1 y -2dB (es valido tomar la variación de tensión como relación de potencia dado que las impedancias de entrada y salida se toman como iguales). La atenuación en 2f (14MHz) se pronostica com -12dB, en 3f (21 MHz) de -20dB y -25dB en 4f (28 MHz) lo que es suficiente.
Con una pérdida de inserción del orden de 3dB y teniendo en cuenta que parte de la potencia (aprox 1/3) se utiliza en mantener la oscilación la potencia efectivamente disponible en antena de no mediar otras pérdidas estará en el entorno de 80 mW; se podrá criticar distintos aspectos del diseño pero no se puede negar que es bien QRPp(!).

jueves, 25 de marzo de 2010

El Arin de LU7HZ (Parte 3)

Tanto el diseño Curumim de PY2OHH como el diseño del oscilador de XBM80-2 de G3XBM, son de tipo Colpitts, entre ambos el segundo me resulta más atractivo en general pero considero que hay que hacerle algunas pequeñas modificaciones. Los capacitores de desacople y paso los tomo como 100nF y la inductancia de 10uH lo que representa impedancias suficientemente bajas y altas respectivamente a la frecuencia de trabajo (7 MHz). La red de realimentación (C1/C2) responsable de la oscilación pero que no intervienen en la polarización de continua; de sus valores depende tanto el arranque seguro del oscilador bajo todas las condiciones como cual es la potencia total que se consume en mantener la oscilación (que en este diseño se resta de la salida total).
Por lo demás la red de polarización será R1=10KΏ, R2=10KΏ (recepción) y R3=100Ώ (transmisión).
La primera modificación respecto a otros diseños será utilizar 9V como tensión de alimentación; esa tensión puede ser proporcionada tanto por una batería alcalina (550 mAh) como por una recargable de Ni-MH (150 mAh) y reduce considerablemente consideraciones de filtrado tales como las que sería necesario de utilzar una fuente de 12V (o la restricción de asumir que se utilizará una bateria de 12V de automovil).
Los capacitores de desacople se toman como 100nF lo que presenta una impedancia sufiencientemente baja en toda la gama de HF.
Utilizando el programa biasnpn.exe (provista con el libro EMRFD) las condiciones de polarización son en recepción (con Re≈R2=10KΏ) Ic~0.8mA,Vc~9V, Pd~600μW y Vce=0.8V; la potencia potencialmente radiada sobre una antena de 50Ώ sería en el entorno de 600μW.En transmisión (Re≈R3=100Ώ) las condiciones de polarización son Ic~42mA,Vc~9V, Pd~200mW, Vce~4.9V y la potencia de salida sería 230mW sobre 50Ώ. En las mismas condiciones pero con una tensión de alimentación de 12V Ic~57mA,Vc=~12V, Pd=355mW, Vce~6V y la potencia de salida sería ~400mW sobre 50Ώ. La diferencia en recepción entre operar con una alimentación de 12V y 9V no es realmente significativa. Es decir que el diseño es compatible para ser utilizado con ambas tensiones, obteniendose como es lógico algo más de potencia al ser alimentado con 12V. La relación de potencia entregada a la antena en transmisión y recepción es de 10Log(600μW/230mW)~-26dB es decir que si consideramos la “fuga” del oscilador como una espurea esta estaría muy por debajo de la señal de transmisión en un grado que considero aceptable, en realidad y debido a otras consideraciones la potencia radiada es menor tanto en transmisión como recepción con lo que este efecto tiene menos consecuencias aún.
Adopto la sugerencia de Alan Yates (VK2ZAY) de incrementar la capacidad de realimentación mediante el agregado de C11, esta capacidad adicional deteriora la performance de recepción pero solo actúa al activar el manipulador, su agregado permite aumentar la potencia de salida en algunos pocos mW (pero en estos niveles todo cuenta!!!).

miércoles, 24 de marzo de 2010

El Arin de LU7HZ (Parte 2)

El principio de funcionamiento del Arin es igual al de los diseños similares en los que se inspira (Curumim, XBM80-2, etc) el que a su vez se parecen a incontables diseños que fueron derivados por su parte del μ80 del gran Oleg Borodin (RV3GM).
Un transistor operado en baja señal actúa como una llave electrónica controlado por una señal de oscilador local en la frecuencia de trabajo que se haya elegido; la señal de entrada proveniente de la antena resulta entonces mezclada con el oscilador local y como resultado se obtienen principalmente la señal suma, la señal resta (audio), la señal original del oscilador local y un número de espureas dependiendo de distintos factores de diseño del circuito.
Los diseños tan simples tienen limitaciones de funcionamiento y es un ejercicio que requiere no pocos recursos técnicos el lograr sortearlos (¿consistirá en eso, al menos en parte, el atractivo?).
Como todo receptor de conversión directa tiene el problema de frecuencia imagen, lo que en el peor de los casos lleva a interferencias (si hay señales simultaneamente en la frecuencia y su imagen) y en el mejor a la incertidumbre sobre donde está realmente la señal recibida y el ruido de dos canales en lugar de uno.
La innovación del Curumim y el XBM80-2 consiste en que la señal del oscilador local es provista por la misma etapa en una configuración “autooscilante”, en realidad la etapa tiene una tercera función aparte de mezclador y oscilador pues en transmisión es también amplificador de potencia (¡!). Roger (G3XBM) considera que un receptor basado en el principio de conversión directa donde el detector además es el oscilador es en realidad un detector operando bajo el principio superregenerativo. La discusión es conceptual pero en mi opinión un detector opera bajo el principio superegenerativo solo mientras se encuentra por debajo del punto de oscilación continua, cuando el detector comienza a oscilar en forma continua creo que el principio de funcionamiento pasa a ser el de un receptor de conversión directa.
La sencillez viene con “daño lateral” sin embargo, pues en este diseño sencillo la señal del oscilador local también está presente en la antena, la que si es medianamente eficiente la radiará. Es decir que el receptor transmitirá continuamente, esto es un problema de todos los diseños ultralivianos de este tipo (¡!). Esto se puede (y debe) compensar diseñando con cuidado los niveles de señal con que opera el oscilador en recepción y transmisión.

lunes, 22 de marzo de 2010

100 primeras entradas en el blog

La entrada número 100 ya está editada y la finalizaré en unos pocos dias. Aparte de un breve festejo por la singularidad decimal creo que es un buen momento para reflexionar sobre esta aventura de llevar un blog y los aprendizajes que hé realizado haciendolo.
Durante este tiempo hé aprendido que el blog lo lee más gente que lo que hubiera pensado, y crecientemente recibo muestras en la forma de comentarios y consultas sobre lo que en el escribo, en general son buenos comentarios y eso me dá mucho gusto. Aun asi hé aprendido también que es un ámbito profundamente personal, un espacio donde puedo reflexionar "en voz alta" sobre los temas que me interesan siguiendo el orden que creo más apropiado, y ojalá que otros puedan sacar provecho de ello. Encuentro esta experiencia mucho más provechosa, aún en un sentido de contribución más allá de lo personal, que dedicar el mismo tiempo a la participación en foros. Hé logrado por otra parte ordenar mis ideas y apuntes de una forma tal que me permite aprovechar el escaso tiempo que le puedo dedicar a este hobby. La siguiente singularidad decimal es la entrada número 1000, ojalá que algún día me encuentre escribiendola. 72!

El Arin de LU7HZ (Parte 1)

Los diseños ultralivianos son un ejemplo del efecto de “fertilización cruzada” donde las ideas que alguien tiene, una vez difundidas, se mezclan con las ideas de otra persona quien a su vez aplica sus propias ideas y experiencias en lograr un diseño mejorado el que a su vez publicado reinicia el ciclo (con un poco de suerte en forma indefinida!!).
Diseños como el Curumim de PY2OHH a pesar de su extrema simplicidad influencian otros como el XBM80-2 de G3XBM discutidos en entradas anteriores, similares pero al mismo tiempo diferentes. A la publicación del XBM80-2 Alan Yates (VK2ZAY) también inmediatamente produjo modificaciones interesantes, algunas de las cuales también incorporo en el diseño en el mejor espíritu de "adoptar y mejorar". Este es el caso del diseño en que estuve trabajando al que llamo Arin (liviano en Euskera) que fuertemente anclado en las ideas de estos diseños anteriores aborda mejoras en la performance a partir de experimentar con su uso.
En oportunidades me preguntan cual es la utilidad real de diseños tan simples y cual es la motivación para trabajar con ellos, despues de todo comparados con cualquier transceptor convencional no parecen tener chance alguna de tener una performance ni siquiera comparable. Cuestan mucho menos pero no rinden nada, cero multiplicado por cualquier cosa es cero completa el argumento.
Lo cierto es que la performance no es cero, es menor solamente y quizás en una proporción que comparativamente le hace a los ultralivianos tener una relación precio-performance favorable.
Pero el costo no es el único aspecto que creo que debe evaluarse; la simplicidad del armado lo pone al alcance de un proyecto que puede ser completado y terminado en una escala de horas; proyectos mas pequeños son de alguna forma mas probables de ser terminados.
Otro aspecto que creo debe considerarse es que siendo un transceptor totalmente operativo pone en juego los principios de funcionamiento de la mayoría de los bloques constructivos encontrados en diseños mucho más complejos; sin embargo es posible comprender “teoricamente” su funcionamiento en forma mas intuitiva lo que permite poner en juego criterios y herramientas de diseño cuyo manejo serán la plataforma luego para realizar diseños y construcciones más sofisticadas.
Finalmente, la simplicidad y la poca criticidad en el armado lo ponen al alcance de quienes no tienen experiencia por lo que no se animan a un diseño más sofisticado, grande o complejo. En este sentido un diseño ultraliviano es una plataforma de entrenamiento en práctica constructiva, técnicas de montaje y ajustes básicos en electrónica. Si se quisiera hacer una “clinica” de construcción que mejor diseño que un ultraliviano?

jueves, 18 de marzo de 2010

El Warbler de NN1G

En materia de circuitos QRP y QRPp ultralivianos existen dos preocupaciones; una es como hacer los equipos más simples reduciendo todo lo posible la cuenta de partes y la otra es como lograr que sean razonablemente operables en términos de capacidad de contacto. Lo primero se logra fundamentalmente mediante simplificar los circuitos, sacrificar funciones y (crecientemente) suplementar el funcionamiento mediante medios externos como puede ser plataformas de radio definida por software (SDR). Lo segundo se logra mediante seleccionar cuidadosamente los modos de operación que el equipo soportará; en general, CW parece ofrecer la mejor combinación entre la potencia (baja o muy baja) que estos equipos pueden entregar, las condiciones (usualmente precarias) de los sistemas irradiantes disponibles y la capacidad de aún así establecer contactos en condiciones y distancias razonables. Los diseños de otros modos de modulación tales como AM, DSB o SSB son muchos menos a partir de la noción que sus posibilidades de ser operativamente eficaces son limitadas. Personalmente creo que un DSB de 1/2 a 1W de potencia o un SSB de 100mW a 1/2W de potencia presenta oportunidades de alcanzar una relación complejidad-operatividad razonables para operación de aficionados principiantes en lo técnico o condiciones portátiles; mucha de la recolección documentada en este blog camina en la dirección general de un diseño de ese tipo. Sin embargo una variante no muy común, de la que he explorado un ejemplo de WSPR antes, consiste en la utilización de modos digitales de buena prestación en condiciones de baja relación S/R. Entre estos modos digitales se encuentra sin duda el PSK31. Algunos comparan su performance con la obtenible mediante CW incluso. Personalmente creo que si bien nominalmente la performance en condiciones de baja relación S/R es muy buena e incluso comparable a la del CW, en la práctica la combinación cerebro-máquina en la recepción de CW agrega algunos dB de mejora en la relación S/R que ningún método de cómputo considera. Aun así el PSK31 es claramente el 2do mejor modo luego del CW en mi opinión. En términos técnicos es muy atractivo porque una vez que se dispone de la corriente de mensajes digitales (secuencias de "1" y "0" a enviar) el método PSK de modulación y el control de envolvente son bastantes simples de implementar con un diseño comparable a un QRPp en complejidad. Por su parte la recepción se hace en muy buena forma a partir de un diseño de conversión directa aún de los mas simples.
Hay a mi juicio un factor técnico que limita la generación de PSK31 con circuitos QRPp ultraliviamos muy simples (por Ej. en el orden de complejidad de un Pixie). Se trata que los software de generación de PSK31 entregan la señal PSK ya modulada en la gama de audio, asumen por lo tanto la utilización de un transmisor de SSB tal como el que utilizamos para fonia.
Para implementar un emisor de PSK simple debería primero tomar la señal digital y con ella modular en fase el oscilador (o la generación de señal) del transmisor y en segundo término debería contar con la envolvente de esta señal para modular en AM la etapa de salida del transmisor. Pero ambas señales no están disponibles en los programas que generan PSK, pues como dije antes ya entregan los tonos modulados tanto en fase como amplitud.
Hay tres formas de evitar este problema. La primera es agregar al circuito transmisor básico una serie de componentes cuyo propósito sea demodular la señal de audio para regenerar la corriente de bits a transmitir y su envolvente (suena áspero romper la modulación para volver a modular inmediatamente, pero eso evita tener que implementar un SSB de fonia completo). La segunda es directamente no depender de los softwares disponibles e implementar uno desde cero que además de los tonos ya modulados entregue (opcionalmente) la salida digital a niveles TTL o RS-232 en, digamos, un puerto paralelo o serie. Alternativamente se puede pedir a los autores de software que agreguen esa función como una opción de los programas existentes; yo por mi parte hé intentado con algunos y la respuesta há sido nula; o no entienden siquiera el problema (tan encerrados están en sus paradigmas!!) o no ven la justificación para modificar su código. Una forma adicional en el mismo curso de acción es implementar la generación de PSK con un procesador local, un PIC por ejemplo, que reciba el texto a transmitir por un port serie y produzca las señales necesarias para modular el transmisor; hay un par de diseños de balizas en la red que usan esta aproximación que pueden ser modificadas al efecto.
Finalmente, el tercer enfoque es construir un transceptor de SSB especializado y simple. Ese es el utilizado por Dave Benson (NN1G) denominado Warbler (que se podría traducir con alguna libertad como gorrión) y publicado en la revista QST en el número correspondiente a Marzo del 2001. En este diseño tanto la señal de audio proveniente de la PC (en transmisión) como la a ser entregada a la PC (en recepción) son producidas por sendos mezcladores balanceados construidos alrededor del integrado SA612, el denominado U1 opera como oscilador y mezclador balanceado mientras que el U2 solo como mezclador balanceado (la señal del oscilador local lo toma del anterior). Hay una serie de etapas que acondicionan y amplifican la señal tanto en transmisión como en recepción. Lo significativo es que la banda lateral indeseada tanto en recepción como en transmisión se elimina mediante un filtro a cristal cuya respuesta se establece en la frecuencia de trabajo directamente. Con esta estrategia el circuito se simplifica enormemente pues no son necesarias conversiones múltiples ni etapas de frecuencia intermedia; obviamente el precio por esa "simplificación" es flexibilidad; el diseño es monobanda. Contra lo que podría suponerse no es "monofrecuencia" pues el ancho de banda que soporta es suficiente para acomodar varias señales de PSK31 (que es muy angosta) y en general el software permite generar señales en distintas frecuencias de la banda pasante.

viernes, 12 de marzo de 2010

Receptor realmente minimo de EA3GHS

Que tan minimo puede ser un receptor para experimentar con SDR es mostrado por Eduardo Alonso EA3GHS (no figura en qrz.com) en un artículo de su autoría. Su diseño consta solamente de un oscilador Colpitts a cristal implementado mediante un FET BF245 (no creo que haya ninguna dificultad en utilizar cualquier otro disponible) y un diodo de silicio 1N4148 como mezclador. Un filtro de entrada provee al mismo tiempo cierta supresión de señales indeseadas y adaptación de impedancias. De la señal mezcla resultante se eliminan componentes de alta frecuencia mediante un filtro paralelo LC. La señal de audio resultante es realmente baja pero se cuenta con la amplificación a ser provista por la placa de sonido. El circuito recuerda la simplicidad del montaje TinySDR de LY1GP, sin embargo aquel circuito era capaz de operar como mezclador en cuadratura y con el tratamiento apropiado presentar un rechazo significativo de frecuencia imagen. En este caso el diseño es más simple incluso pero el receptor al no operar un detector en cuadratura adolecerá de los problemas típicos de un receptor de conversión directa tales como recepción de frecuencia imagen y pobre rechazo de ruido de modo común. Como en casos anteriores será necesario un software SDR tal como el M0KGK, WinRad, Rocky o SAQ.

miércoles, 10 de marzo de 2010

Receptor mínimo de EA3GHS


A poco de explorar conceptos de receptores simples aumentados por SDR encontré el diseño de Eduardo Alonso, EA3GHS (quien no figura en qrz.com) y su propuesta de un receptor de conversión directa simple para la banda de 15 mts (el artículo completo está aqui). El circuito consta de un oscilador-triplicador basado en JFET en configuración Colpitts seguido de un buffer separador también implementado mediante un FET. Un tercer transistor FET (BF245) opera como mezclador alimentado en su source por la señal del oscilador y en su gate por la señal de antena (cuya impedancia es adaptada mediante un divisor capacitivo); esta configuración provee cierta ganancia de señal de RF. El resultado de la mezcla es tomado de drain y alimentado a una placa de sonido. El receptor puede ser utilizado por cualquiera de los programas discutidos en entradas anteriores.

lunes, 8 de marzo de 2010

Consola simple para rotor Walmar de LU7HZ

Hace ya algún tiempo y después de múltiples mudanzas hé logrado volver a instalar mi torre con el campo de antenas de HF, VHF, UHF y SHF con que cuenta mi estación (15 antenas en total, o como dijo el creador del NEC una antena con 15 puntos de alimentación). Sin embargo en una de las tantas mudanzas se perdío la consola de control del rotor Walmar (fabricación Argentina) el que a su vez es responsable de gestionar la antena direccional multibanda de 3 elementos para HF del mismo fabricante, la antena direccional de 144 MHz y la antena direccional de 430 MHz (estas dos últimas primariamente para operación por satélite en modos B y J además de digitales). Por lo tanto las antenas estaban orientadas al SEE que es mi dirección preferida de comunicación. En la práctica pude operar exitosamente por algún tiempo de esa forma porque la banda en la que más trabajo (40 Mts) la antena es esencialmente un dipolo orientado por lo que podía comunicar satisfactoriamente y en caso de necesitar otras direcciones siempre podía utilizar un dipolo o una antena vertical también presentes en el campo. Para operación en satélite siempre pude operar medio paso sin problemas lo que en general es suficiente. Si extrañaba la posibilidad de operar en 10 mts en mejor forma pero la propagación no ayudaba a hacer de eso una necesidad. Sin embargo al haber, crecientemente, buena propagación en 10 mts me puse manos a la obra para solucionar la necesidad de poder girar la antena que se empezó a notar. Comprar otra consola está claramente fuera de la discusión, su precio es inaccesible. Al pedirle esquemas a Walmar sobre el conexionado del rotor me encontré con una notable falta de respuesta, en rigor ignoraron mi pedido (a pesar de haberles mandado fotos que se trataba de un rotor de esa marca). Por los mecanismos solidarios que siempre tenemos terminé haciendome con un diagrama de conexionados del rotor y de la consola original. El montaje es bien simple por cierto. El rotor funciona con con 28 V ca, alimentando del motor por una via se consigue la rotación en un sentido mientras que alimentando por otra en el inverso. El rotor tiene un conexionado incialmente algo intrincado de comprender mediante el cual maneja los topes de pista. El tope de pista está mecánicamente alineado para apuntar al Sur, dirección desde la cual vienen las peores tormentas de viento en Córdoba; en condiciones tormentosas entonces la antena las debe esperar apuntando al Norte para que la oscilación provocada por el viento no dañe los topes. Adicionalmente el rotor tiene un mecanismo que opera como un reóstato que sirve para medir el ángulo dentro de la carrera de giro y que con la calibración del caso se puede utilizar para medir la dirección a que apunta la antena. El circuito adjunto reproduce con modificaciones menores el mecanismo de alimentación del rotor y el manejo de los circuitos de tope. Sin embargo el circuito de medición de dirección es totalmente diferente. No disponía de un miliamperímetro como usado por la consola original ni las resistencias de precisión necesarias para una medición justa usando uno. En cambio partí de un circuito armado por mi hijo Marcelo hace algún tiempo consistente en un VU-metro digital alredor del integrado LM3915. El circuito es realmente simple, el voltaje de entrada es medido respecto a una referencia y dependiendo de su magnitud se habilitan LEDs en dos modalidades. En la modalidad continua todos los LEDs hasta el correspondiente a la magnitud medida se encienden (llamado "bar-graph" y se usa típicamente asi como VU-metro) mientras que en la otra (llamado "moving dot" el que es mejor para este caso) solo un LED se enciende dependiendo de cual es el voltage medido. El problema del LM3915 es que la medición es logaritmica, por lo tanto es poco apropiado para medir una tensión que varía en forma aproximadamente lineal como es el caso de la provista por el rotor. Afortunadamente el integrado LM3914 es pin compatible con el anterior y además mide linealmente por lo que operando en el modo "moving dot" el LED indicará (luego de una calibración cuidadosa) la dirección a la que está apuntando la antena. Las habilidades mecánicas de otras personas seguramente permitirá montajes muy novedosos de los 10 LEDs alimentados por el integrado, pero mis habilidades son muy limitadas asi que se limitan a poner 10 LEDs en linea. Esa cantidad de LED permite una resolución de aproximadamente 36 grados por LED lo que es aproximadamente adecuado para el tipo de antenas utilizados. Inicialmente nada andaba lo que me hizo suponer que había algo erroneo en los circuitos que disponía, pero finalmente y gracias a la ayuda de Victor (LU3HS) quien me prestó una consola para usar como referencia y logró desentrañar que el problema era que el conexionado del rotor (arriba en la antena) no era el correcto. Una vez solucionado el problema de conexión la consola "made in casa" funciona adecuadamente lo que pude probar con placer durante una reciente apertura en 10 Mts.

sábado, 6 de marzo de 2010

QRPp con SDR de G1INF, una tendencia interesante

Peter Morris (G1INF) muestra en su blog un ejemplo más de una tendencia interesante que se está volviendo dominante. Utilizar diseños ultralivianos (QRPp) que intentan implementar radios (receptores, transmisores o incluso transceptores) con una cuenta de partes realmente pequeña pero cuyas funciones son magnificadas significativamente por medio de utilizar técnicas de SDR.
Esta aproximación hay veces que se desafía como poco util desde el punto de vista que al necesitar una computadora para implementar la parte de SDR el diseño deja, en la práctica de ser portatil, simple e incluso QRP (despues de todo la PC, aún una notebook, es claramente QRO). Creo no obstante que el enfoque tiene muchos méritos. En primer lugar los circuitos son extremadamente simples, con lo que están al alcance de aficionados con muy limitadas habilidades constructivas, experiencia e incluso capacidad de herramientas e instrumental. En segundo lugar el uso intensivo de técnicas SDR es claramente una tendencia en las fronteras corrientes de la experimentación para radioaficionados, y es claramente una forma que los aficionados vuelvan a ser, al menos en parte, integrantes del grupo que está trabajando con cosas avanzadas. Pongamos equipos simples de radio de vuelta en manos de los pibes que han nacido y crecido con computadoras y dejemos que experimenten en la radio pero con software, quizás no estamos en condiciones de predecir las cosas buenas que puede salir de esa combinación (hasta que lo probemos).
Finalmente, los diseños asi aumentados tienen una performance que si bien está por debajo de sus contrapartidas comerciales, están al mismo tiempo por encima de lo que a primera vista puede entregar un diseño tan simple. Peter compara favorablemente este diseño con la performance de un FT-817 (!). Realmente no creo que sea mucho más que una afirmación entusiasta, pero estoy seguro que la performance es buena. La relación prestación-costo expresada en dB$ es claramente muy favorable!!!
En este caso Peter implementa un receptor alrededor del conocido (y muy versatil) integrado NE602 (supongo que un NE612 también puede usarse con adaptaciones menores). Notese que el diseño es engañoso, el oscilador es a cristal, lo que transmite la nocion que el receptor es de frecuencia fija. Pero no es asi. El NE602 es una celda Gilbert y opera como oscilador y mezclador el mismo tiempo, es una configuración más o menos clásica y que ya se discutió en otros diseños, el circuito presentado aqui es prácticamente el recomendado en la hoja de datos del integrado. El circuito de sintonia de RF es bastante ancho y típicamente cubrirá cualquier banda razonable que querramos cubrir sin sintonía significativa (de hecho tiene un varycon con lo cual esto se puede ajustar). El proceso de mezcla entrega algunas decenas de KHz por encima y debajo de la frecuencia del cristal, ambas estarán mezcladas en la salida pues el diseño toma tanto la frecuencia deseada como su imagen; no es un diseño alrededor de un modulador en cuadratura, como sería necesario para evitar este problema. Peter aconseja colocar el cristal en el borde inferior de la banda para tratar de minimizar este problema (cosa que ciertamente no lo elimina). Si bien el mezclador es activo y tiene algo de ganancia el diseño asume que el grueso de la amplificación de la señal estará proporcionada por la PC al alimentar la señal en la entrada Mic (notese que al hacer esto asume también que este diseño es mono pues caso contrario deberia asumir ingresar por LineIn y aumentar previamente el nivel de señal utilizado). Hay un intento minimo de filtrar la señal de audio, en realidad salvo filtrar algún componente de continua no es relevante filtrar nada más pues lo será posteriormente en la placa de sonido. Dado que el consumo es muy reducido este puede darse desde el puerto USB (que no significa en este caso Upper Side Band sino Universal Serial Bus) de la PC (que es para lo único que se usa pues no hay controlador USB que efectivamente interactúe con la PC por ese puerto); en este puerto hay disponibles +5V cc con una capacidad de unos pocos mA. Esto es una alternativa interesante para equipos muy portátiles, se descuenta que hay que operar con mucho cuidado para no tratar de extraer potencia de este puerto y dañar el motherboard al hacerlo (nos deterioraría significativamente la mencionada relación dB$ si tenemos que mandar a arreglar la PC por un macanazo en este punto).
El diseño ha sido realizado para VLF, pero puede llevarse a cualquier banda de HF de interés con solo modificar el circuito sintonizado de entrada y el cristal. Notese que Peter agrega una antena loop para VLF la que tiene que ser reemplazada por una antena apropiada para la frecuencia de trabajo (lo que puede incluir ajustar el transformador de impedancias para ajustar los valores adecuados). Tal como dice Peter es perfectamente posible, sin ningún software adicional, simplemente escucuchar en la PC el resultado ya amplificado; pero solo obtendríamos una confusa mezcla de señales en distintos tonos; supuesto que nuestro oido pueda (aún) escuchar una señal de 15 o 20 KHz. Para sortear este problema tendremos que usar un software SDR, hemos visto varios ya, pero Peter propone uno nuevo.
El software utilizado se denomina SAQ y nuevamente su descripción es engañosa pues al haber sido creado para recibir en el segmento 0-22 KHz se lo posiciona como un receptor SDR para esas frecuencias (VLF). Pero en realidad lo que sale del conversor como resultado es justamente una banda base de 0-25 KHz por lo que este software es adecuado para recibir en cualquier segmento de este tamaño en HF que sea de nuestro interés. En realidad el límite superior del ancho de banda no está dado ni por el software ni por el circuito utilizado, sino por el filtro antialiasing que tiene la placa de sonido que opera como un pasabajo con 25 KHz como frecuencia de corte (para asegurar que no entren señales por encima de esa frecuencia que generen aliases al ser muestreadas a 44 o 48 KHz). Este software es un agregado interesante a la bateria de los disponibles para esta función que han sido mencionados en entradas anteriores. Estoy trabajando en un diseño simple denominado Arin que publicaré en breve que, quizás con otro enfoque circuital, se apoya exactamente en este concepto.

Buscar este blog

Páginas vistas en total